**对比文件名称**：2003-03-04_发明授权_US06529077B1 Gain compensation circuit for CMOS amplifiers
**目标专利名称**：用于校准差分电路中跨导或增益随工艺或条件变化的方法和设备 CN107210716B
**本次调用模型名称**：DeepSeek-R1
---
### **特征比对表格**
| 技术特征描述及公开性判断结果 | 对比文件原文引用 | 公开性论述 |
| **技术特征A《隐含公开》**<br>包括：校准电路，包括运算跨导放大器和运算放大器，并且所述校准电路被配置用于产生参考信号 | **说明书第16-17栏，图4**：“The operational amplifier OA1 is formed of the single stage differential amplifier A1...”（运算放大器OA1由单级差分放大器A1构成...）<br><br>**说明书第15栏，图3-4**：整个电路（图3、图4）构成一个增益补偿电路，其核心功能是产生补偿信号（补偿电流I<sub>CT</sub>、I‘<sub>CT</sub>等），该补偿信号实质上是用于调整主放大器偏置的“参考信号”。 | 对比文件公开了一个完整的增益补偿电路，其包含一个运算放大器（OA1/A1）。虽然对比文件没有明确使用“运算跨导放大器(OTA)”这一术语，但其电路中的“差分放大器DA1”（由M3、M4等构成，见说明书第16栏及图4）在反馈环路中起到的作用与本专利中OTA的作用完全相同：1）接收差分输入电压（V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>）；2）其跨导（g<sub>ms</sub>）受尾电流I<sub>B</sub>控制；3）将输入电压差转换为输出电流/电压差（节点N1、N2的电压）。因此，本领域技术人员能够毫无疑义地认识到，对比文件中的“差分放大器DA1”在反馈补偿环路中所扮演的角色，就是本专利权利要求中“运算跨导放大器(OTA)”的功能实体。该补偿电路被配置用于产生补偿信号（即本专利中的“参考信号”）。因此，技术特征A被对比文件隐含公开。 |
| **技术特征B《隐含公开》**<br>以及至少一个差分电路，均被配置用于基于所述参考信号以相对于工艺或条件变化的经校准的跨导而操作， | **说明书第13栏，图5、8、11**：“...the high gain, high frequency amplifier is structured and functions as shown in FIG. 2... The gain compensation circuit provides the modulated biasing currents I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, and I<sub>B6</sub>.”（...高增益高频放大器结构与图2相同...增益补偿电路提供调制后的偏置电流I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, I<sub>B6</sub>。）<br><br>**说明书第17栏**：“...the bias current I<sub>B</sub> changes with the above variations adjusting g<sub>ms</sub> such a manner that the amplifier voltage gain A<sub>vN</sub> remains constant.”（...偏置电流I<sub>B</sub>随上述变化而改变，从而调整g<sub>ms</sub>，使得放大器电压增益A<sub>vN</sub>保持恒定。）<br>根据式2(A<sub>v</sub>=g<sub>ms</sub>R<sub>L</sub>)，恒定增益意味着g<sub>ms</sub>也必须相对于工艺/条件变化被校准。 | 对比文件明确公开了其增益补偿电路用于为多个差分放大器级（如图5中的AV1, AV2, AV3）提供调制后的偏置电流（I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, I<sub>B6</sub>），这些偏置电流基于补偿电路产生的补偿信号（即本专利的“参考信号”）。对比文件说明书第17栏明确指出，通过反馈环路调整偏置电流I<sub>B</sub>，使得有效跨导g<sub>ms</sub>根据式5被设定，最终实现放大器电压增益A<sub>vN</sub>不随工艺、温度、电源电压等环境因素变化而保持恒定（见式6及说明）。由于增益A<sub>vN</sub> = g<sub>ms</sub> * R<sub>L</sub>，在负载电阻R<sub>L</sub>类型与参考电阻R2相同时，恒定增益A<sub>vN</sub>直接意味着跨导g<sub>ms</sub>被校准为相对于工艺或条件变化是恒定的。因此，对比文件中的差分电路是基于补偿信号以经校准的跨导操作的。技术特征B被隐含公开。 |
| **技术特征C《隐含公开》**<br>其中所述校准电路被进一步配置为独立于所述至少一个差分电路产生所述参考信号 | **说明书第13、15栏，图3、4**：补偿电路包含一个独立的反馈环路（由V<sub>REF</sub>, DA1, A1, VI1等构成），用于产生补偿电流I<sub>CT</sub>。该环路不包含待补偿的主放大器（图5中的AV1, AV2, AV3）。<br><br>**说明书第13栏**：“The gain compensation circuit provides the modulated biasing currents I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, and I<sub>B6</sub>.” 补偿电路产生的信号是单向提供给主放大器的。 | 根据对比文件图3、4及说明书描述，其增益补偿电路是一个独立的模块，它包含自己的参考电压发生器（V<sub>REF</sub>）、复制差分放大器（DA1）、运算放大器（A1）等，形成一个完整的负反馈环路。该环路独立运行，产生补偿电流I<sub>CT</sub>（即本专利中的“参考信号”）。这个补偿电流的产生过程不依赖于或接收来自待校准的主差分放大器级（图5中的AV1, AV2, AV3）的任何反馈信号。补偿电路产生的信号（I<sub>CT</sub>/I'<sub>CT</sub>）是单向输出，用于控制主放大器的偏置。这完全符合本专利中“独立于所述至少一个差分电路产生所述参考信号”的特征描述。因此，技术特征C被隐含公开。 |
| **技术特征D《隐含公开》**<br>所述运算放大器被配置用于将基于所述运算跨导放大器的输出的电压与独立于所述运算跨导放大器的第二参考电压进行比较 | **说明书第16栏，图4**：“The noninverting input of the amplifier A1 is connected to the output node N1 of the differential amplifier DA1 and the inverting input of the amplifier A1 is connected to the output node N2 of the differential amplifier DA1.”（放大器A1的同相输入端连接到差分放大器DA1的输出节点N1，反相输入端连接到节点N2。）<br><br>**说明书第16栏**：“The current source I3... is connected to the inverting input (node N2) of the amplifier A1. The voltage at the Node N2 thus changed by the amount equal to RL<sub>10</sub>I<sub>3</sub>.”（电流源I3...连接到放大器A1的反相输入端（节点N2）。节点N2的电压因此改变了RL<sub>10</sub>I<sub>3</sub>的量。） | 对比文件中，运算放大器A1将节点N1和节点N2的电压进行比较。节点N1的电压完全基于差分放大器DA1（相当于OTA）的输出。节点N2的电压同样是基于DA1的输出，但叠加了一个由独立电流源I3产生的电压偏移量（RL<sub>10</sub>I<sub>3</sub>）。这个由I3产生的电压偏移量，其设置独立于差分放大器DA1自身的跨导或输出，其作用是为比较设定一个参考点。因此，运算放大器A1实质上是在将“基于OTA输出的电压（N1）”与“一个基于OTA输出但叠加了独立参考量（I3*R<sub>L</sub>）的电压（N2）”进行比较。这等同于将基于OTA输出的电压与一个独立于OTA的第二参考电压（体现为I3产生的压降）进行比较。技术特征D被隐含公开。 |
| **技术特征E《直接公开》**<br>以及所述参考信号是基于所述比较的。 | **说明书第16栏，图4**：“The output of the operational amplifier is connected to a voltage-to-current converter VI1.”（运算放大器的输出连接至电压-电流转换器VI1。）<br><br>**说明书第15栏，图3**：“The compensation current I<sub>CT</sub> from the voltage-to-current converter VI1 is subtracted from the constant current I<sub>2</sub> to form the biasing current I<sub>B</sub> for the differential amplifier DA1.”（来自电压-电流转换器VI1的补偿电流I<sub>CT</sub>从恒定电流I<sub>2</sub>中减去，形成差分放大器DA1的偏置电流I<sub>B</sub>。） | 对比文件明确公开了运算放大器A1的输出（即比较的结果）被送入电压-电流转换器VI1，生成补偿电流I<sub>CT</sub>。该I<sub>CT</sub>即是用于调节偏置的“参考信号”（在本专利中体现为电压V<sub>REF</sub>，在对比文件中体现为电流I<sub>CT</sub>/I'<sub>CT</sub>，两者均为控制信号，本质相同）。说明书第15栏清楚地说明了补偿电流I<sub>CT</sub>（参考信号）是基于运算放大器的输出（即比较结果）而产生的。因此，本领域技术人员能够毫无疑义地得出“参考信号是基于所述比较的”这一技术方案。技术特征E被对比文件直接公开。 |
| **技术特征F《隐含公开》**<br>其中，所述至少一个差分电路中的每个差分电路包括晶体管的差分配对，以及其中所述至少一个差分电路中的每个差分电路被进一步配置为基于所述参考信号针对其相应的晶体管的差分配对产生尾电流。 | **说明书第1栏，图1**：“The n-type metal oxide semiconductor (NMOS) transistors M1 and M2 are generally coupled at their sources and connected to the current source I<sub>B</sub>.”（NMOS晶体管M1和M2通常源极相连并连接到电流源I<sub>B</sub>。）<br><br>**说明书第13栏，图5**：“The gain compensation circuit provides the modulated biasing currents I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, and I<sub>B6</sub>.” 这些电流I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, I<sub>B6</sub>即为图5中各级差分放大器（AV1, AV2, AV3）的尾电流。 | 对比文件中的高增益放大器由多个差分放大器级构成（如图2、5），每个差分放大器级都包含一个晶体管的差分配对（如图1的M1、M2）。对比文件的核心发明点就是通过增益补偿电路产生调制后的偏置电流（即本专利的“基于参考信号”），并将这些电流提供给每个差分放大器级作为其尾电流（如图5中的I<sub>B4</sub>, I<sub>B5</sub>, I<sub>B6</sub>）。虽然对比文件在部分实施例（第二、三实施例）中，补偿电流是与恒定的尾电流源I<sub>B1</sub>, I<sub>B2</sub>, I<sub>B3</sub>相加或相减（图8、11），但最终作用于差分配对的净尾电流仍然是基于补偿电路产生的“参考信号”（补偿电流）来调整的。因此，技术特征F被对比文件隐含公开。 |
| **技术特征G《直接公开》**<br>其中，所述校准电路被进一步配置为反馈所述参考信号并且基于所述反馈而调节所述参考信号。 | **说明书第16-17栏，图4**：“A negative feedback loop is formed with differential amplifier DA1, resistors R1 and R2, operational amplifier A1, the voltage-to-current converter VI1.”（一个负反馈环路由差分放大器DA1、电阻R1和R2、运算放大器A1、电压-电流转换器VI1形成。）<br><br>**说明书第17栏**：“The feedback loop forces the nodes N1 and N2 to the same DC potential.”（反馈环路迫使节点N1和N2达到相同的直流电位。）<br>补偿电流I<sub>CT</sub>既是输出，也反馈回来调节DA1的尾电流I<sub>B</sub>。 | 对比文件明确描述并图示了一个负反馈环路。该环路的输出是补偿电流I<sub>CT</sub>（即参考信号），而该I<sub>CT</sub>被反馈回去，用于调节产生它自身的那个差分放大器DA1的尾电流I<sub>B</sub>（I<sub>B</sub> = I<sub>2</sub> - I<sub>CT</sub>）。这是一个典型的闭环反馈调节系统：参考信号（I<sub>CT</sub>）被反馈，并根据反馈结果（节点N1、N2的电位差）由运算放大器A1和VI1持续调节，直到系统稳定。这与本专利中校准电路反馈并调节参考信号V<sub>REF</sub>的技术特征完全相同。因此，技术特征G被对比文件直接公开。 |
| **技术特征H《隐含公开》**<br>其中，所述校准电路被进一步配置为基于第一参考电流和第二参考电流产生所述参考信号。 | **说明书第16栏，图4**：“The resistors R1 and R2 are connected serially to form a voltage divider. The voltage drop (I1R2) across the resistor R1 determines the reference voltages V<sub>REF1</sub> and V<sub>REF2</sub>.”（电阻R1和R2串联形成分压器。电阻R1上的压降(I1R2)决定了参考电压V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>。）<br><br>**说明书第16栏**：“The current source I3... is connected to the inverting input (node N2) of the amplifier A1.”（电流源I3...连接到放大器A1的反相输入端。）<br>电流I1和I3均来自参考电流源I0（第15栏）。 | 对比文件中，校准电路的工作依赖于两个关键的参考电流：I1和I3。电流I1流过电阻R2产生差分参考电压V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>，作为差分放大器DA1的输入。电流I3流入节点N2，设置运算放大器A1反相输入端的比较基准。整个反馈环路的稳定条件（式5：g<sub>ms</sub> = I3/(I1 * R2)）直接由I1和I3的比值决定，并最终决定了输出的补偿电流I<sub>CT</sub>（即参考信号）。因此，校准电路产生的参考信号（I<sub>CT</sub>）是基于第一参考电流I1和第二参考电流I3的。技术特征H被隐含公开。 |
| **技术特征I《隐含公开》**<br>其中，所述运算跨导放大器被配置用于基于所述反馈产生尾电流。 | **说明书第16栏，图4**：差分放大器DA1的尾电流I<sub>B</sub>由电流源I<sub>2</sub>（来自M7）和补偿电流I<sub>CT</sub>（来自M9）共同决定：I<sub>B</sub> = I<sub>2</sub> - I<sub>CT</sub>。<br><br>**说明书第17栏**：“...the bias current I<sub>B</sub> reduces as the compensation current I<sub>CT</sub> increases...”（...偏置电流I<sub>B</sub>随着补偿电流I<sub>CT</sub>的增加而减少...）I<sub>CT</sub>是反馈信号。 | 对比文件中的差分放大器DA1（相当于OTA）的尾电流I<sub>B</sub>不是固定的。它由两个分量组成：一个来自固定电流源I<sub>2</sub>，另一个来自反馈的补偿电流I<sub>CT</sub>（I<sub>B</sub> = I<sub>2</sub> - I<sub>CT</sub>）。补偿电流I<sub>CT</sub>是运算放大器A1输出的函数，即基于反馈环路的比较结果。因此，DA1的尾电流I<sub>B</sub>是基于反馈信号（I<sub>CT</sub>）进行调节而产生的。这完全符合技术特征I的描述。因此，技术特征I被隐含公开。 |
| **技术特征J《隐含公开》**<br>其中，所述校准电路进一步包括被配置用于将参考电流转换为参考电压的电路，以及其中所述运算跨导放大器被进一步配置为基于所述参考电压产生输出。 | **说明书第16栏，图4**：“The resistors R1 and R2 are connected serially to form a voltage divider. The voltage drop (I1R2) across the resistor R1 determines the reference voltages V<sub>REF1</sub> and V<sub>REF2</sub>.”（电阻R1和R2串联形成分压器。电阻R1上的压降(I1R2)决定了参考电压V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>。）<br><br>**说明书第16栏**：“The differential amplifier DA1... receive the reference voltages V<sub>REF1</sub> and V<sub>REF2</sub>.”（差分放大器DA1...接收参考电压V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>。） | 对比文件明确公开了电阻R1和R2构成的分压器，其作用是将参考电流I1（来自电流源）转换为差分参考电压V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>。这正是一个“将参考电流转换为参考电压的电路”。然后，差分放大器DA1（相当于OTA）的输入端接收这两个参考电压，并基于它们产生输出（节点N1和N2的电压）。这与本专利中OTA基于参考电压V<sub>IN</sub>产生输出（I21， I22）的技术特征完全对应。因此，技术特征J被对比文件隐含公开。 |
| **技术特征K《隐含公开》**<br>其中，所述校准电路被进一步配置为相对于所述工艺或条件变化保持所述参考电压恒定。 | **说明书第16栏**：参考电压V<sub>REF1</sub>和V<sub>REF2</sub>由I1 * R2决定。<br><br>**说明书第15栏**：电流I1、I2、I3、I‘<sub>2</sub>是从参考电流源I0镜像而来。<br>**隐含推理**：本领域技术人员知晓，在集成电路设计中，为了实现对工艺、电压、温度（PVT）变化的补偿，参考电流源I0通常被设计为带隙基准等与PVT无关或成特定关系的电流源。同时，电阻R1和R2如果采用与主放大器负载电阻相同类型的电阻（如多晶硅电阻），则其电阻比可以保持稳定。在反馈环路的作用下，系统通过调节使跨导g<sub>ms</sub>满足式5，该式的成立不依赖于R2的绝对值，而依赖于I1与I3的比值以及R2的“相对值”。然而，从电路设计目的（稳定增益）出发，设计人员有动机将I0设计为在PVT下恒定，从而I1和I3恒定，那么V<sub>REF1</sub>/V<sub>REF2</sub>也将在PVT下保持恒定，因为它们是I1流过固定电阻比产生的。 | 对比文件虽然没有明文写出“保持参考电压恒定”，但其整个发明目的就是使放大器增益在PVT变化下恒定。为实现这一目的，本领域技术人员在实施对比文件方案时，必然会采用在PVT下稳定的参考电流源（如带隙基准）来产生I0，进而得到I1和I3。同时，使用与负载电阻同类型的电阻来制作R1、R2，可以使其电阻比稳定。在这样的常规设计选择下，由I1和R2产生的参考电压V<sub>REF1</sub>/V<sub>REF2</sub>将是相对于PVT变化恒定的。这是本领域技术人员根据对比文件公开的电路结构和目的，能够合理推断出的必然设计结果。因此，技术特征K被隐含公开。 |
| **技术特征L《隐含公开》**<br>其中，所述第二参考电压是基于第二参考电流的，以及其中所述第二参考电流相对于所述工艺或条件变化是恒定的。 | **说明书第16栏**：运算放大器A1反相输入端的电压（节点N2）包含一个由电流I3产生的分量：RL<sub>10</sub>I<sub>3</sub>。这个分量实质上充当了比较用的“第二参考电压”。<br><br>**说明书第15栏**：电流I3是从参考电流源I0镜像而来。<br>**隐含推理**：同技术特征K的推理，为了实现稳定的增益补偿，本领域技术人员有动机也将提供I3的参考电流源设计为在PVT下恒定的电流源（如来自带隙基准）。如果I0是恒定的，那么镜像而来的I3也是恒定的。因此，基于I3产生的“第二参考电压”分量（RL<sub>10</sub>I<sub>3</sub>）所依赖的电流I3，是相对于工艺或条件变化恒定的。 | 对比文件中，用于比较的“第二参考电压”体现在节点N2电压中包含的I3 * R<sub>L</sub>分量。该电压分量是基于第二参考电流I3的。如技术特征K所述，为了实现发明目的，本领域技术人员在实施时必然会将产生I3的电流源（源自I0）设计为在PVT下恒定的电流源。因此，可以合理推断出“第二参考电流相对于工艺或条件变化是恒定的”。技术特征L被隐含公开。 |
<<<E>>><<<G>>><<<a>>><<<b>>><<<c>>><<<d>>><<<f>>><<<h>>><<<i>>><<<j>>><<<k>>><<<l>>>