对比文件名称：发明专利_JP2011517527A Step-by-step gain mixer
目标专利名称：131相移混频器
本次调用的模型名称：发明专利_JP2011517527A Step-by-step gain mixer
### 特征比对表格
| 技术特征描述及公开性判断结果 | 对比文件原文引用 | 公开性论述 |
| **特征A**：包括：多个混频电路，其被配置为生成多个频率变换信号《直接公开》 | [2] 段階的利得ミキサ２０は、ＲＦサイド及びベースバンドサイドが差動で動作するので、“二重平衡（double-balanced）”されている。 段階的利得ミキサ２０のプラス位相及びマイナス位相の各々は、８個のｎチャネル電界効果トランジスタから成る。 段階的利得ミキサ２０のプラス位相サイドはトランジスタ６２〜６９を含み、段階的利得ミキサ２０のマイナス位相サイドはトランジスタ７０〜７７を含む。 译<br>段階的利得ミキサ２０は、Ｉ位相ベースバンド信号３３の出力電流のプラス位相４８及びマイナス位相４９の両方を出力する。 译 | 对比文件公开了步进增益混频器20，其包含由多个晶体管（62-77）构成的混频电路。这些混频电路接收RF输入信号和LO信号，并进行混频操作，最终输出基带信号（33）。生成基带信号的过程必然涉及生成多个中间频率变换信号（例如，混频产生的和频与差频分量）。因此，本领域技术人员能够毫无疑义地确定，对比文件中的混频器包含被配置为生成多个频率变换信号的多个混频电路。 |
| **特征B**：所述多个混频电路中的至少一个混频电路被配置有多个路径，每个路径表示一种线性模式，所述多个路径包括：高线性模式的第一路径，其被配置有第一金属氧化物半导体电阻器《未公开》 | 对比文件全文未提及“线性模式”、“高线性模式”或为特定线性模式配置特定路径。对比文件中的混频器具有多个增益模式（4/4, 3/4, 2/4, 1/4），通过开关（50-61）切换不同数量的晶体管来改变增益，其目的是在宽动态范围内控制增益和信噪比，而非针对不同线性度要求配置不同的电阻路径。晶体管在导通时可视为电阻，但并未被明确配置为特定“线性模式”下的“金属氧化物半导体电阻器”。 | 目标专利的“线性模式”路径（如高线性模式）是为了在存在干扰源（如GSM无SAW场景）时，通过调整混频器路径的阻抗来对抗I/Q耦合电流比率扰动，从而保持相位校正性能。对比文件中的增益模式路径是为了提供不同的增益衰减值，以扩大增益控制范围并防止接收链饱和，其解决的问题和技术目的与目标专利不同。因此，对比文件既未直接公开，也未隐含公开为不同“线性模式”配置特定MOS电阻器路径的技术特征。 |
| **特征C**：以及低线性模式的第二路径，其被配置有第二金属氧化物半导体电阻器和第一线性模式开关，所述第一金属氧化物半导体电阻器和所述第二金属氧化物半导体电阻器是由本地振荡信号控制的《未公开》 | [2] 段階的利得ミキサ２０は、４つの利得モード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）で動作するよう制御され得る。 译<br>[2] スイッチ５０〜６１へのスイッチング信号をアサートすること及びデアサートすることにより、段階的利得ミキサ２０は、４つの利得モード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）で動作するよう制御され得る。 译 | 对比文件公开了通过开关（50-61）控制电流流经不同数量的晶体管，从而实现不同的增益模式。这些开关可被视为控制路径通断，晶体管由LO信号控制其开关动作。然而，这些路径对应的是“增益模式”（如1/4模式、4/4模式），而非目标专利中旨在适应基带滤波器阻抗变化的“低线性模式”。目标专利的“线性模式开关”是为了选择特定线性度下的阻抗路径，而对比文件的开关是为了选择参与混频的晶体管数量以调整增益。两者技术作用不同。因此，该特征未被公开。 |
| **特征D**：以及多个组合电路，其被配置为对所述多个频率变换信号进行组合以生成差分基带输出信号。《直接公开》 | [2] 段階的利得ミキサ２０は、Ｉ位相ベースバンド信号３３の出力電流のプラス位相４８及びマイナス位相４９の両方を出力する。 译<br>图3示出了混频器20输出差分基带信号33（包括48和49）。 | 对比文件明确记载了步进增益混频器20输出差分基带信号33，该信号包含正相位48和负相位49。生成这样的差分输出信号必然意味着存在对内部多个频率变换信号（例如来自不同晶体管的电流）进行组合的电路结构。因此，本领域技术人员能够毫无疑义地确定对比文件公开了“多个组合电路，其被配置为对所述多个频率变换信号进行组合以生成差分基带输出信号”。 |
| **特征E**：所述至少一个混频电路是全球移动通信系统(GSM)无SAW收发机的辅助混频器。《未公开》 | 对比文件全文未提及“GSM”、“无SAW”或“辅助混频器”。对比文件描述的是一个用于OFDM等系统的接收机前端中的主混频器，用于下变频并实现步进增益控制。 | 目标专利特别限定了该混频器应用于“GSM无SAW收发机”这一特定环境，并作为“辅助混频器”用于相位失衡调整。对比文件既未明确提及该应用场景，也未提及“辅助混频器”这一角色。该特征是对混频器应用环境和功能的特定限定，对比文件未提供任何相关启示。 |
| **特征F**：所述第一线性模式开关是由低线性模式信号控制的金属氧化物半导体开关。《未公开》 | [2] スイッチ５０〜６１へのスイッチング信号をアサートすること及びデアサートすることにより、段階的利得ミキサ２０は、４つの利得モード（４／４、３／４、２／４、及び１／４）で動作するよう制御され得る。 译 | 对比文件中的开关（50-61）是金属氧化物半导体开关，由“スイッチング信号”（切换信号）控制。然而，该切换信号控制的是增益模式，而非“低线性模式”。目标专利的“低线性模式信号”是具有特定技术含义的控制信号，用于在存在干扰时选择低线性度工作路径。对比文件未公开此特定目的的控制信号。 |
| **特征G**：所述多个路径还包括：中等线性模式的第三路径，其被配置有第三金属氧化物半导体电阻器和第二线性模式开关，所述第三金属氧化物半导体电阻器也是由所述本地振荡信号控制的。《未公开》 | 同特征B、C的论述。对比文件未提及“中等线性模式”或为此模式配置的路径和开关。其增益模式路径的划分和目的与目标专利的线性模式路径不同。 | 该特征是对线性模式路径的进一步扩展。由于对比文件根本未公开以“线性模式”划分路径的技术构思，因此自然也未曾公开“中等线性模式”的第三路径及其具体配置。 |
| **特征H**：所述第二线性模式开关是由中等线性模式信号控制的金属氧化物半导体开关。《未公开》 | 同特征F、G的论述。对比文件未公开“中等线性模式信号”。 | 该特征依赖于特征G的存在。既然特征G未被公开，控制该路径开关的“中等线性模式信号”也必然未被公开。 |
| **特征I**：所述多个混频电路被配置为接收差分本地振荡器信号和差分RF输入信号，所述差分本地振荡器信号包括正差分本地振荡器信号和负差分本地振荡器信号，以及所述差分RF输入信号包括正差分RF输入信号和负差分RF输入信号。《直接公开》 | [2] 低ノイズ増幅器１７〜１９は、差動ＲＦ入力電流の０°（プラス）位相４６及び１８０°（マイナス）位相４７の両方を出力する。 译<br>[2] 段階的利得ミキサ２０は、周波数シンセサイザ２２によって与えられたＩ位相ＬＯ信号３０を受信する。 译<br>[2] Ｉ位相ＬＯ信号３０及びＱ位相ＬＯ信号３１の各々は、０°（プラス）位相及び１８０°（マイナス）位相に、差動的に生成される。 译 | 对比文件明确记载了低噪声放大器17-19输出差分RF输入电流，包括正相位46和负相位47。同时，LO信号30和31也是差分生成的，包括正相位和负相位。混频器20接收这些差分信号。因此，该技术特征被对比文件直接公开。 |
| **特征J**：所述多个混频电路包括第一混频电路、第二混频电路、第三混频电路和第四混频电路，所述多个混频电路被配置为将所述差分本地振荡器信号与所述差分RF输入信号进行混频，以生成包括第一频率变换信号、第二频率变换信号、第三频率变换信号和第四频率变换信号的所述多个频率变换信号。《隐含公开》 | 图3和图4示出了双平衡混频器的典型结构。结合[2]对图3的描述：“段階的利得ミキサ２０のプラス位相サイドはトランジスタ６２〜６９を含み、段階的利得ミキサ２０のマイナス位相サイドはトランジスタ７０〜７７を含む。”以及图4所示的等效电路，本领域技术人员熟知，一个双平衡混频器通常由四个混频单元（或四组晶体管对）构成，每个单元将LO和RF的一种相位组合进行混频。 | 对比文件图3和图4公开了一个双平衡混频器结构，其包含多个晶体管（62-77），这些晶体管可以被本领域技术人员合理地划分和理解为构成四个基本的混频电路单元。每个单元接收特定相位的LO和RF信号并进行混频，共同协作生成最终的差分输出。因此，虽然对比文件未明确划分并命名“第一、第二、第三、第四混频电路”，但根据其公开的电路结构和原理，可以合理推断出其包含了被配置为执行所述混频功能以生成多个频率变换信号的四个混频电路单元。 |
| **特征K**：所述第一混频电路被配置为将所述正差分本地振荡器信号和正差分RF输入信号进行混频，以生成所述第一频率变换信号。《隐含公开》 | 图4示出了等效的双平衡混频器78。在图4的电路中，晶体管79接收正LO信号和正RF信号进行混频，其输出贡献于正基带输出信号。 | 在双平衡混频器架构中，必然存在一个混频单元负责将正LO与正RF进行混频。对比文件图4作为图3中4/4模式的等效电路，明确示出了这样的混频单元（如晶体管79）。因此，本领域技术人员结合对比文件公开的整体电路，可以合理推断出存在对应于特征K所述的“第一混频电路”。 |
| **特征L**：所述第二混频电路被配置为将所述负差分本地振荡器信号和正差分RF输入信号进行混频，以生成所述第二频率变换信号。《隐含公开》 | 基于图4所示的双平衡混频器标准结构进行推断。该结构中，与晶体管79对称的另一侧，必然存在接收负LO和正RF的混频单元。 | 双平衡混频器的对称性决定了其包含所有LO和RF相位组合的混频单元。对比文件虽未在文字中逐一描述每个单元，但本领域技术人员根据其公开的差分LO、差分RF输入以及双平衡结构，能够毫无困难地推断出必然存在一个将负LO与正RF混频的单元，即特征L所述的第二混频电路。 |
| **特征M**：所述第三混频电路被配置为将所述负差分本地振荡器信号和负差分RF输入信号进行混频，以生成所述第三频率变换信号。《隐含公开》 | 基于图4所示的双平衡混频器标准结构进行推断。该结构中，必然存在接收负LO和负RF的混频单元。 | 同理，根据双平衡混频器的结构原理，可以推断出对比文件中的混频器必然包含将负LO与负RF信号进行混频的单元，即特征M所述的第三混频电路。 |
| **特征N**：所述第四混频电路被配置为接收所述正差分本地振荡器信号和负差分RF输入信号，以生成所述第四频率变换信号。《隐含公开》 | 基于图4所示的双平衡混频器标准结构进行推断。该结构中，必然存在接收正LO和负RF的混频单元。 | 同理，根据双平衡混频器的结构原理，可以推断出对比文件中的混频器必然包含将正LO与负RF信号进行混频的单元，即特征N所述的第四混频电路。 |
| **特征O**：所述多个组合电路包括第一组合电路和第二组合电路，所述多个组合电路被配置为生成所述差分基带输出信号的正基带输出信号和负基带输出信号。《直接公开》 | [2] 段階的利得ミキサ２０は、Ｉ位相ベースバンド信号３３の出力電流のプラス位相４８及びマイナス位相４９の両方を出力する。 译 | 对比文件明确记载了混频器20输出包含正相位48和负相位49的差分基带信号33。生成这样的正、负输出信号，必然意味着存在相应的组合电路（例如，电流求和节点）将来自不同混频单元的电流分别汇总到正输出节点和负输出节点。因此，本领域技术人员能够直接且毫无疑义地确定对比文件公开了该特征。 |
| **特征P**：所述第一组合电路被配置为对所述第一频率变换信号和所述第三频率变换信号进行组合，以生成所述正基带输出信号。《隐含公开》 | 结合图3、图4及双平衡混频器工作原理。在图4的等效电路中，正基带输出信号（对应于48）是由将正LO/正RF混频的单元（如特征K）和将负LO/负RF混频的单元（如特征M）的输出电流组合（相加）而成的。 | 本领域技术人员熟知，在双平衡混频器中，正基带输出通常由两个混频单元的电流同向叠加产生：一个处理（正LO，正RF），另一个处理（负LO，负RF）。对比文件公开了双平衡混频器结构及正基带输出，因此可以合理推断出其内部存在将对应这两个混频单元输出的信号进行组合以生成正基带输出的电路，即特征P所述的第一组合电路。 |
| **特征Q**：所述第二组合电路被配置为对所述第二频率变换信号和所述第四频率变换信号进行组合，以生成所述差分基带输出信号的负基带输出信号。《隐含公开》 | 结合图3、图4及双平衡混频器工作原理。在图4的等效电路中，负基带输出信号（对应于49）是由将负LO/正RF混频的单元（如特征L）和将正LO/负RF混频的单元（如特征N）的输出电流组合（相加）而成的。 | 同理，根据双平衡混频器原理，负基带输出通常由处理（负LO，正RF）和处理（正LO，负RF）的混频单元的输出组合而成。对比文件公开了负基带输出，因此可以合理推断出其内部存在将对应这两个混频单元输出的信号进行组合以生成负基带输出的电路，即特征Q所述的第二组合电路。 |
| **特征R**：所述至少一个混频电路包括：与至少一个压控可变电阻器串联的本地振荡器控制的金属氧化物半导体电阻器。《未公开》 | 对比文件全文未提及“压控可变电阻器”。对比文件中的晶体管在LO控制下作为开关使用，以导通或关断电流路径，其栅极控制电压是开关数字信号或LO交流信号，并非用于连续调节电阻值的模拟压控信号。 | 目标专利该特征涉及一种通过压控可变电阻器来精细调整电流（从而调整用于相位校正的耦合量）的结构。对比文件中的增益调整是通过数字开关切换不同数量的固定尺寸晶体管实现的，属于离散的增益步进控制，并未公开任何“压控可变电阻器”以及与LO控制的MOS电阻器串联的结构。两者调整机制不同。 |
| **特征S**：所述至少一个压控可变电阻器中的每个被配置成一组可开关的电阻器。《未公开》 | 对比文件未公开“压控可变电阻器”，因此自然也未曾公开其具体配置形式为一组可开关的电阻器。 | 该特征是对特征R中“压控可变电阻器”具体实现方式的限定。由于特征R未被公开，特征S也未被公开。 |
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